求：电子镇流器半桥逆变输入电路

求：电子镇流器半桥逆变输入电路
求：电子镇流器半桥逆变输入电路

求：电子镇流器半桥逆变输入电路
电子镇流器半桥逆变输入电路分析与设计
[日期：2006-11-27] 来源：电源技术应用 作者：周云正 [字体：大 中 小]

摘要：电子镇流器半桥逆变输入电路决定整机工作频率,是影响开关功率管逆变的重要因素.通过对脉冲变压器及理想激励电流波形的分析,如何提高转换速率,阻尼振荡予以讨论,指出目前存在的设计误区,做出减少共态导通与开关损耗的新设计.
关键词：转换速率；阻尼振荡；共态导通；开关损耗；新设计
0 引言
众所周知,电子镇流器半桥逆变输入电路极为重要,它直接关系到整机的工作频率、开关损耗、转换效率、输出功率；同时对EMC、THD、PF等主要技术指标也有一定影响.目前比较实用的技术方案是双极型晶体管作半桥联接,由磁环构成脉冲变压器反馈产生自激振荡,输出高频脉冲电流供荧光灯管作光电转换.由于晶体管基区的存储效应,延迟了关断时间；集电结电容使输出脉冲电流对输入端构成不良影响；特别是输入电路中的脉冲变压器,当半桥逆变电路工作时,开关电流在其初级绕组中产生振铃,其正峰值与基区存储的正电荷合力促使开关管延迟关断,或重复导通,这就造成“共态导通”,轻则开关损耗增大,三极管发烫,重则开机就进入二次击穿,而且任何保护电路对它都无能为力.
为此,研究开关管迅速导通、彻底关断的理想激励条件,设计由双极型晶体管构成的电子镇流器半桥逆变输入电路最佳方案很有必要.
1 开关管迅速导通的激励条件
双极型晶体管的电流放大系数β值并非是一个常量,而是随信号频率的增大而减小的.当基极注入阶跃电流Ib时,集电极电流ic上升随时间的变化是非线性的,即
ic（t）=βoIb（1－）（1）
式中：βo为低频时的β值；
ωo=2πfβ(fβ为晶体管共射电路截止频率).
若令 Tce=1/ωo,
则 ic（t）=βoIb(1－)（2）
式（2）表明,基极注入阶跃电流Ib时,集电极电流ic按指数规律逐渐上升到最大值βoIb.若令开启时间tk为集电极电流ic从零上升到最大值βoIb的90％所需时间,上式改写为
0.9βoIb=βoIb(1－)（3）
解式（3）得 tk=2.3Tce（4）
根据式（4）作出图1是基极阶跃电流Ib对ic的影响.
（a）基极阶段电流Ib （b）集电极电流ic
图1 Ib对ic的影响
举例：电子镇流器常用晶体管MJE13005的βo=20,fT=4MHz,
则fβ=fT/β=4MHz/20=200kHz,
Tce=1/ωo=1/2πfβ≈0.80μs,
故tk=2.3Tce≈1.84μs
工作在30kHz左右的电子镇流器,单个脉宽为16.7μs,开启时间占11％是比较长的.而开启时间越长,开关损耗随着增大.如果加大注入阶跃电流ib为临界饱和电流Ib的N倍,可以使开启时间tk相应缩短,即
βoIb=βoNIb（1－）（5）
解式（6）得 tk=Tceln（6）
图2是过激励对开启时间的影响,从曲线图中看出：N>2时,tk的减小不太明显了.反之,激励过大,又引起开关管的深度饱和,并消耗太多的激励功率.对于电子镇流器逆变电路,取N=2是合适的,即
ic≥（7）
式中：Icp为开关管工作时集电极电流峰值.

（a）激励电流 （b）倍数N的影响
图2 过激励对开启时间的影响
以MJE13005管为例,取过激励倍数N=2,则tk=Tceln=0.8μs×ln2≈0.8μs×0.7=0.56μs,这一计算结果与图2所示曲线相似,它仅为原开启时间的3/10.
2 开关管迅速截止的激励条件
开关管从导通到截止的物理过程与开启时基本相同.由于基区存储效应和集电结电容的影响,导通时的集电极电流维持在饱和值Ic=βoIb,当基极注入电流Ib突然下降为零,ic不可能突变为零,而是按指数规律下降：
ic=Ic（8）
若规定下降时间tx的定义域是：当ic降到βoIb的1/10时所需的时间,即
0.1βoIb=βoIb（9）
解式（9）得 tx≈2.3Tce（10）
下降时间tx越长,开关损耗也越大.当电路工作在半桥逆变状态时,一只开关管尚未完全截止而另一只开关管已开始导通的瞬间,直流回路处于短路状态,所出现的ic峰值是惊人的,这种“共态导通”是引起开关管二次击穿的重要原因.当开关管选定之后,缩短下降时间tx的最佳方案是基极注入反向电流,将基区存储的大量的正电荷在极短时间内相互完全中和,实现迅速关断的目的.设基极反向激励电流加大为－N′Ib′时,电流ic降至－βoN′Ib（此式只限于解释,因为Vce>0,ic实际上不出现负值）.在反向激励电流作用下,ic从Ic下降至零的时间为tx,则
0=βoIb（1＋N′）（11）
解式（11）得 tx=Tceln（12）
依照式（12）得图3的反向激励倍数N′与截止时间的关系.如图3所示,当N′>3后,效果不太显著.工程上一般取ib≥3Ib=.

（a）基极注入反向电流 （b）截止时间tx（N）关系曲线
图3 反向激励倍数与截止时间的关系
以MJE13005为例,未加反向过激励电流时的tx=2.3Tce≈1.84μs,加反向过激励,取N′=3时
tx=Tceln=0.8μsln=0.224μs
显然,开关管基极加上3倍的Ib反向过激励,下降时间tx可以从1.84μs缩短到0.224μs.由此可知,由于双极型晶体管开关管的存储效应,基极驱动的理想激励电流波形如图4所示.
图4中：t1－t2为开关管导通瞬时基极注入电流ib,峰值为2Ib,有助于迅速导通,缩短过渡期,减少开关损耗.

图4 基极驱动的理想激励电流波形
t2－t3为开关管维持导通时间,此时的Ib在满足其导通的条件下,尽量小些,避免深度饱和,有利于减小开关管的存储时间.
t3－t4为开关管截止瞬间,其反向电流峰值达3倍的Ib值,增加其基极反向电流,从而减小存储时间和下降时间.
3 脉冲变压器工作状态分析
电子镇流器常用铁氧体磁芯构成的环形脉冲变压器作为驱动元件.由于激励电压脉冲是方波,其平顶部分含低频分量多,而脉冲前后沿高频分量多.这样对脉冲变压器的要求就严格了,既要求足够的互感,又要漏感小、分布电容小.因此,具有矩形磁滞回线及磁滞损耗小,饱和磁感应强度Bs高,外形为Φ10mm×6mm× 5mm的R2K材料磁环最佳.其磁路是闭合的,漏磁最小.工艺上要尽量减小其寄生参数.
图5为脉冲变压器结构及等效电路.运用拉氏变换法可得到四端网络等效电路,图5中绕组1为初级,绕阻2为次级.Rs是讯号源的内阻,LP是漏电感,LM为磁化电感,C是分布电容,RL′是开关管基极回路的折合到初级的电阻值.
（a）结构示意 （b）等效电路
图5 脉冲变压器
当电子镇流器的灯管、镇流电感器和启动电容选定之后,其振荡频率主要取决于开关管的基极回路、脉冲变压器的材料、几何尺寸、初次级绕组匝数.工程上的振荡频率f可由式（13）导出.
f=（13）
式中：Vs为初级绕组的驱动电压；
N为初级绕组圈数；
βs为磁芯饱和磁通密度；
S为磁环有效截面积；
K为系数,矩形波取4.0.
本文所述磁环的有效截面积S为
S=h=×5≈10mm2=0.1cm2
设Vs为2.5V,βs=0.45T,N取4匝,代入式（13）得
f====34.72kHz
上述计算值仅供工程技术人员在设计中作参考.实际调试中,其工作频率还受开关管的ts值、基极输入回路阻抗及与开关管并联的补偿电容器数值的影响而稍有偏离.
图5为脉冲变压器结构及等效电路.运用拉氏变换法可得到四端网络等效电路,图5中绕组1为初级,绕阻2为次级.Rs是讯号源的内阻,LP是漏电感,LM为磁化电感,C是分布电容,RL′是开关管基极回路的折合到初级的电阻值.

（a）结构示意 （b）等效电路
图5 脉冲变压器
当电子镇流器的灯管、镇流电感器和启动电容选定之后,其振荡频率主要取决于开关管的基极回路、脉冲变压器的材料、几何尺寸、初次级绕组匝数.工程上的振荡频率f可由式（13）导出.
f=（13）
式中：Vs为初级绕组的驱动电压；
N为初级绕组圈数；
βs为磁芯饱和磁通密度；
S为磁环有效截面积；
K为系数,矩形波取4.0.
本文所述磁环的有效截面积S为
S=h=×5≈10mm2=0.1cm2
设Vs为2.5V,βs=0.45T,N取4匝,代入式（13）得
f====34.72kHz
上述计算值仅供工程技术人员在设计中作参考.实际调试中,其工作频率还受开关管的ts值、基极输入回路阻抗及与开关管并联的补偿电容器数值的影响而稍有偏离.
应该引起重视的是：半桥逆变电路输出电压波形是典型的方波,流经脉冲变压器绕组的电流的上升沿和下降沿会产生振铃现象,波形发生畸变,如图6所示.

图6 电流的上升沿和下降沿产生的振铃现象
对于电子镇流器来说,下降沿的振铃电流幅度大危害也大.产生振铃电流的根本原因是矩形脉冲的上升沿和下降沿的过冲所造成的.由于脉冲前后沿包含着丰富的高频成份,频率越高,LM的感抗ωLM值越大,当等效阻抗足够大时,此处就会产生振荡.振荡的强度与基极回路的等效阻抗有关.阻尼系数可以由式（14）表示.
δ=（14）
根据式（14）可以绘制出图7所示的3种阻尼曲线.
图7 不同δ时的阻尼特性
取临界阻尼δ=1
当δ>1时为过阻尼,波形上、下沿过渡缓慢,导致开关管进入放大区时间拉长,损耗增大,开关管发热.
当δ